专业小程序设计开发——助力新电商新零售
电话+V：159999-78052，欢迎咨询通信基站移相全桥开关电源设计，[小程序设计与开发]，[小程序投流与推广]，[小程序后台搭建]，[小程序整套源码打包]，[为个体及小微企业助力]，[电商新零售模式]，[小程序运营推广及维护]
一、llc电路工作原理
与传统PWM（脉宽调节）变换器不同，LLC是一种通过控制开关频率（频率调节）来实现输出电压恒定的谐振电路。它的优点是：实现原边两个主MOS开关的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，通过软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的效率和功率密度。
学习并理解LLC，我们必须首先弄清楚以下两个基本问题： 1.什么是软开关；2.LLC电路是如何实现软开关的。
由于普通的拓扑电路的开关管是硬开关的，在导通和关断时MOS管的Vds电压和电流会产生交叠，电压与电流交叠的区域即MOS管的导通损耗和关断损耗。
为了降低开关管的开关损耗，提高电源的效率，有零电压开关(ZVS)和零电流开关（ZCS)两种软开关办法。
1.零电压开关(ZVS)：开关管的电压在导通前降到零，在关断时保持为零。
2.零电流开关（ZCS)：使开关管的电流在导通时保持在零，在关断前使电流降到零。
由于开关损耗与流过开关管的电流和开关管上的电压的成绩（V*I）有关，当采用零电压ZVS导通时，开关管上的电压几乎为零，所以导通损耗非常低。
● Vin为直流母线电压，S1，S2为主开关MOS管（其中Sc1和Sc2分别为MOS管S1和S2的结电容，并联在Vds上的二极管分别为MOS管S1和S2的体二极管），一起受控产生方波电压；
● 谐振电容Cr、谐振电杆Lr、 励磁电杆Lm一起构成谐振网络；
● np，ns为理想变压器原副边线圈；
● 二极管D1，二极管D2，输出电容Co一起构成输出整流滤波网络。
那么LLC电路是怎么实现软开关的呢？
要实现零电压开关，开关管的电流必须滞后于电压，使谐振槽路工作在感性状态。
LLC开关管在导通前，电流先从开关MOS管的体二极管（S到D）内流过，开关MOS管D-S之间电压被箝位在接近0V（二极管压降），此时让开关MOS管导通，可以实现零电压导通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0V而且不能突变，因此也近似于零电压关断（实际也为硬关断）。
那什么是谐振呢？我们不妨先看看电感和电容的基本特性：
与电阻不同，电感和电容都不是纯阻性线性器件，电感的感抗XL和电容的容抗Xc都与频率有关，当加在电感和电容上的频率发生变化时，它们的感抗XL和容抗Xc会发生变化。
1、当输入源Vin的频率增加时，电感的感抗增大，输出电压减小，增益Gain=Vo/Vin随频率增加而减小。
2、相反，当输入源Vin的频率增加时，电容的容抗减小，输出电压增大，增益Gain=Vo/Vin随频率增加而增加。
下面我们分析一下LC谐振电路的特性：
当我们将L和C都引入电路中发现，当输入电压源的频率从0开始向某一频率增加时，LC电路呈容性（容抗＞感抗），增益Gain=Vo/Vin随频率增加而增加，当从这一频率再向右边增加时，LC电路呈感性（感抗＞容抗），增益Gain=Vo/Vin随频率增加而降低。这一频率即为谐振频率（此时感抗=容抗，XL=Xc=ωL=1/ωC），谐振时电路呈纯电阻性，增益最大。
谐振条件：感抗=容抗，XL=Xc=ωL=1/ωC
谐振频率：fo
那么谐振有什么作用呢？
控制让谐振电路发生谐振，有三个参数可以调节。由于L和C的大小不方便调节，通过调节输入电压源的频率，可以使L、C的相位相同，整个电路呈现为纯电阻性，谐振时，电路的总阻抗达到或近似达到极值。利用谐振的特征控制电路工作在合适的工作点上，同时又要避免工作在不合适的点上而产生危害。
LLC稳定输出电压原理：
将LLC电路等效分析，得到i如下简化电路。当交流等效负载Rac变化时，系统通过调整工作频率，改变Zr和Zo的分压比，使得输出电压稳定，LLC就是这样稳定输出电压的。
对LLC来说，有两个谐振频率，一个谐振频率fo是利用谐振电感Lr谐振电容Cr组成；
另一个一个谐振频率fr1是利用谐振电感Lr，励磁电感Lm，谐振电容Cr一起组成；
再来看一份更为详细的LLC工作模态分析：
开关网络：S1、S2及其内部寄生二极管Ds1\Ds2、寄生电容Cds1\Cds2;
谐振网络：谐振电容Cr、串联谐振电感Lr、并联谐振电感Lm;
中心抽头变压器（匝比为n:1:1），副边整流二极管D1、D2；
输出滤波电容Co（忽略电容的ESR），负载Ro。
总结：开关频率fr2<f<fr1时，且谐振网络工作在感性区域时，LLC变换器原边开关管实现ZVS，且流过输出整流二极管的电流工作在断续模式，整流二极管实现ZCS，消除了因二极管反向恢复所产生的损耗；
开关频率f=fr1时，LLC谐振变换器工作在完全谐振状态，原边开关管可以实现ZVS，整流二极管工作在临界电流模式，此时可以实现整流二极管的ZCS，消除了因二极管反向恢复所产生的损耗；
开关频率f>fr1时，LLC谐振变换器原边开关管在任何负载下都可以实现ZVS，但是变压器励磁电感由于始终被输出电压所钳位，因此，只有Lr、Cr发生串联谐振，而Lm在整个开关过程中都不参与串联谐振，且此时输出整流二极管工作在电流连续模式，整流二极管不能实现ZCS，会产生反向恢复损耗。
看完了LLC的原理分析，我们再来简单回顾一下开关电源的发展历程！
20世纪60年代末，巨型晶体管（GTR）的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世，那时确定的开关电源的基本结构一直沿用至今。
后来随着电力MOSFET的应用，开关电源的频率进一步提高，使得电源体积更小，重量更轻，功率密度进一步提高。
20世纪80年代，IGBT的出现让仅适用于小功率场合的开关电源在中大功率直流电源也得以发挥。很快，为了解决因开关频率提高而引发的电磁干扰问题，出现了软开关技术开关电路。
到了20世纪90年代，为了提高开关电源的功率因数，出现了功率因数校正技术（PFC）。
目前除了对直流输出电压的纹波要求极高的场合外，开关电源已经全面取代了线性稳压电源，主要用于小功率场合。例如：计算机、电视机、各种电子仪器的电源。在许多中等容量范围内，开关电源逐步取代了相控电源，例如：通信电源领域、电焊机、电镀装置等的电源。
开关电源作为一切电子电器设备的心脏，尤其在硬件行业中有着非常重要的地位。在研制高效开关电源，小功率一般用准谐振，中功率用半桥LLC，大功率用全桥LLC或移相全桥。
二、移相全桥/环路设计其实并不难，牢固基础理论才是硬道理
移相全桥/环路设计并不复杂，关键在于扎实理论基础。本文将深入探讨移相全桥和环路设计的要点，为电源工程师提供实用指南。全桥硬开关同步整流PWM驱动设计，适用于砖块电源中低电压场景，全桥电路因其高效率而在大功率产品中广泛应用。本文重点讨论全桥硬开关电路的PWM驱动波形设计。全桥硬开关电路原理及驱动分析，电路由四个MOSFET组成全桥，半桥的两个开关节点分别连接变压器两端，副边采用中心抽头结构，同步整流MOSFET与输出电感连接。通过调整原边全桥MOSFET的占空比来控制输出电压。基本PWM驱动波形显示Q1/Q4和Q2/Q3交替导通，变压器原边电压在导通和关断阶段发生变化，同步整流MOSFET在不同阶段导通，传递能量。闭环控制中，死区时间长度随输入电压增加而延长，导致效率下降。T2-T3阶段，对角MOSFET导通，原边电流斜率取决于输入电压、变压器磁化电感、匝比及输出电感等。全桥隔离变换器及其补偿网络设计，强调通过简单的公式和图示简化环路补偿问题。闭环稳定、动态响应快是环路控制的关键目标。波特图稳定性的判断方法包括穿越频率、增益裕量和相位裕量的分析，确保闭环反馈环路的稳定性。数字化实现之三相全桥LLC控制，三相全桥LLC拓扑广泛应用于高效电源模块，适用于从通信电源到大功率充电桩的多种应用。三相LLC变换器的优势在于输出电流的均匀性和减小各相谐振参数不对称的影响。工作原理涉及输入EMC、整流、滤波和控制网络，包括输入电压检测、输入电流检测、输出电压控制、输出电压保护和电流峰值检测等环节。实例分析全桥数字控制镇流器，详细介绍了镇流器的内部原理，包括输入EMC、整流、滤波、PWM控制和保护电路等关键组件。通过分析电路图，了解其工作过程和设计特点，如PFC管理系统、输入电压检测、电流检测、输出电压控制和电流峰值检测等。DAB双有源全桥变换器全局模态分解与验证，介绍了DAB变换器的拓扑结构和工作原理，包括输入侧全桥、负载侧全桥、高频变压器和漏感的组成。DPS控制增加负载侧全桥的内移相变量，提升负载功率控制的灵活性。分析了四种工作模态和传输功率表达式，以实现功率优化和稳定输出。Boost环路补偿之计算实例，详细阐述了Boost开关电源补偿电路设计，包括环路补偿的概念、原理和设计方法。通过分析Boost变换器的传递函数，设计合适的补偿网络以提高系统稳定性和性能。包括PWM脉宽调制信号传递、反馈网络传递、补偿网路传递等，以及补偿电路的设计步骤和计算过程。超详细的移相全桥学习笔记，从理论和实践经验出发，探讨移相全桥电源的设计、工作原理和优化方法。强调了移相全桥与硬开关全桥的区别，以及其在软开关、提升效率和EMI性能方面的优势。通过图形和文字详细解释移相全桥的拓扑结构、工作模态和电流控制模式的环路补偿。电流模式下的环路补偿，针对电流控制模式的补偿电路设计，与电压控制模式比较，强调了电流模式下补偿电路的简化和快速响应特性。详细分析了功率级和反馈环路的基本组成，包括传递函数、波特图、补偿方法和设计技巧，为电流控制模式的环路补偿提供理论依据和实践指导。通过这些文章内容的整合与提炼，移相全桥/环路设计的关键点和实现方法得以清晰呈现，为电源工程师提供了深入理解与实践应用的指南。
移相全桥学习笔记
2023-03-12 19:30·电源网论坛
由于工作关系，最近开始接触移相全桥电源，由于以前没有接触过这个方面的电源，所以对于原理与实践经验全部是一片空白，开这个帖子的目的是将我的学习过程与体会跟大家一起分享，在这个过程中，也许会存在着一些错误的理解或偏激的观点，到时要请大家不吝指出，并帮我加以改正，总之，这将是一个跟大家共同提高的过程。我在网上搜索过，有关于移相全桥的工作原理阐述的文章很少，这也是我开这个帖子的另一个原因。需要说明的一点，所有的图纸我都是自己亲手用PROTEL99画的，跟专业的软件可能有些出入，大家将就着看吧！在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-ShiftingFull-BridgeConverter，简称PSFB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(ZerovoltageSwitching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下：Vin：输入的直流电源T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBTT1，T2称为超前臂开关管，T3，T4称为滞后臂开关管C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管VD1，VD2:电源次级高频整流二极管TR：移相全桥电源变压器Lp：变压器原边绕组电感量Ls1，Ls2:变压器副边电感量Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和Lf：移相全桥电源次级输出续流电感Cf:移相全桥电源次级输出电容RL:移相全桥电源次级负载
因为是做理论分析，所以要将一些器件的特性理想化，具体如下：1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻无穷小；开关管的体二极管或者外部的二极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄生参数，变压器也为理想变压器，不存在漏感与分布参数的影响，励磁电感无穷大，励磁电流可以忽略，谐振电感是外加的。3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。次级续流电感通过匝比折算到初级的电感量LS`远远大于谐振电感的感量Lr，即LS`=Lr*n2》Lr。PSFB一个周期可以分为12中工作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下面我们首先来分析这12个工作模态的情况，揭开移相全桥的神秘面纱。工作模态一：正半周期功率输出过程如上图，此时T1与T4同时导通，T2与T3同时关断，原边电流的流向是T1—Lp—Lk—T4，如图所示。此时的输入电压几乎全部降落在图中的A，B两点上，即UAB=Vin，此时AB两点的电感量除了图上标示出的Lp与Lk之外，应该还有次级反射回来的电感LS`（因为此时次级二极管VD1是导通的），即LS`=n2*Lf，由于是按照匝比平方折算回来，所以LS`会比Lk大很多，导致Ip上升缓慢，上升电流△Ip为△Ip=(Vin-n*Uo)*(t1-t0)/(Lk+LS`)此过程中，根据变压器的同名端关系，次级二极管VD1导通，VD2关断，变压器原边向负载提供能量，同时给输出电感Lf与输出电容Cf储能。（图中未画出）此时，UC2=UC3=UA=UAB=VinUB=0V工作模态二：超前臂谐振过程如上图，此时超前桥臂上管T1在t1时刻关断，但由于电感两端电流不能突变的特性，变压器原边的电流仍然需要维持原来的方向，故电流被转移到C1与C2中，C1被充电，电压很快会上升到输入电压Vin，而C2开始放电，电压很快就下降到0，即将A点的电位钳位到0V。由于次级折算过来的感量LS`远远大于谐振电感的感量Lk，故基本可以认为此是的原边类似一个恒流源，此时的ip基本不变，或下降很小。C1两端的电压由下式给出Vc1=Ip*(t2-t1)/(C1+C3)=Ip*(t2-t1)/2CleadC2两端的电压由下式给出Vc1=Vin-【Ip*(t2-t1)/2Clead】其中Ip是在模态2流过原边电感的电流，在T2时刻C1上的电压很快上升到Vin，C2上的电压很快变成0V，D2开始导通。在t2时刻之前，C1充满电，C2放完电，即VC1=VC3=VinVC2=VA=VB=0V模态2的时间为：△t=t2-t1=2Clead*Vin/Ip工作模态三：原边电流正半周期钳位续流过程如上图，此时二极管D2已经完全导通续流，将超前臂下管T2两端的电压钳位到0V，此时将T2打开，就实现了超前臂下管T2的ZVS开通；但此时的原边电流仍然是从D2走，而不是T2。此时流过原边的电流仍然较大，等与副边电感Lf的电流折算到原边的电流即ip(t)=iLf(t)/n此时电流的下降速度跟电感量有关。从超前臂T1关断到T2打开这段时间td，称为超前臂死区时间，为保证满足T2的ZVS开通条件，就必须让C3放电到0V，即td≥△t=t2-t1=2Clead*Vin/Ip此时，UC1=UC3=Vin，UA=UB=UAB=0V工作模态四：正半周期滞后臂谐振过程如图所示:在T3时刻将滞后臂下管T4关断，在T4关断前，C4两端的电压为0，所以T4是零电压关断。由于T4的关断，原边电流ip突然失去通路，但由电感的原理我们知道，原边电流不允许突变，需要维持原来的方向，以一定的速率减少。所以，原边电流ip会对C4充电，使C4两端的电压慢慢往上升，同时抽走C3两端的电荷。即ip(t)=I2sinω(t-t3)vc4(t)=ZpI2sinω(t-t3)vc3(t)=Vin-ZpI2sinω(t-t3)其中，I2：t3时刻，原边电流下降之后的电流值Zp：滞后臂的谐振阻抗，Zp=)0.5ω：滞后臂的谐振角频率，ω=1/(2Lr*Clag)0.5可能有人会感到奇怪，电流怎么出现了正弦函数关系呢，没错，因为此时是原边的谐振电感Lr与滞后臂的两个电容C3，C4谐振，其关系就是正弦关系。为何我上面提到只有原边的谐振电感Lr参加谐振呢，那么次级的储能电感是否有参加谐振呢？下面我们来分析一下：由于滞后臂下管T4的关断，C4慢慢建立起电压，而最终等于电源电压，即UC4=Vin，从图纸上我们可以看到，UC4其实就是B点的电压，C4两端电压的上升就是B点电压由0V慢慢的上升过程，而此时A点电压被钳位到0V，所以这会导致UAB<0V，也就是说这个时候原边绕组的电压已经开始反向。由于原边电压的反向，根据同名端的关系，LS1，LS2同时出现下正上负的关系，此时VD2开始导通并流过电流；而由于LS1与Lf的关系，流过LS1与VD1的电流不能马上减少到0，只能慢慢的减少；而且通过VD2的电流也只能慢慢的增加，所以出现了VD1与VD2同时导通的情况，即副边绕组LS1，LS2同时出现了短路。而副边绕组的短路，导致Lf反射到原边去的通路被切断，也就是说会导致原边参加谐振的电感量由原来的（Lf*n2+Lr）迅速减少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2+Lr）小很多，所以原边电流会迅速减少。此时，原边的UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=Vin开关模态五：谐振结束，原边电感向电网馈能如图所示，当C4充电到Vin之后，谐振结束，就不再有电流流过C3，C4，转而D3自然导通，原边电流通过D2—Lr—D3向电网馈能，其实能量来源于储存在Lr中的能量，此时原边电流迅速减少，ip(t)=Ip4-(t-t4)其中Ip4是t4时刻的原边电流值在t5时刻减少到0。此时T3两端的电压降为0V，只要在这个时间将T3开启，那么T3就达到了零电压开启的效果。在这里有几个概念需要介绍下：死区时间：超前臂或滞后臂的上下两管，开通或关闭的间隔时间，移相全桥电源每个周期有4个死区时间。谐振周期：滞后臂两个管子关断之后到超前臂两个管子开通之前，次级电感通过匝比反射回来的电感与谐振电感之和与各自的谐振电容的2个谐振时间；还有就是超前臂已经开通，滞后臂两个管子换流之前，谐振电感与各自的谐振电容的2个谐振时间。移相角度：指的是超前臂上管开通到滞后臂下管的开通的时间间隔或超前臂下管开通到滞后臂上管的开通的时间间隔，再转换成角频率ωω=2∏f=2∏/T.对于开关模态5来说，谐振周期一定要小于死区时间，否则就不能达到滞后臂的ZVS效果了。但此时的谐振电感是没有次级电感通过匝比反射回来的，所以只有谐振电感参与了谐振，在设计的时候小心了，谐振电感一定要足够大，否则谐振能量不够的话，原边电流就会畸变。在t5时刻，UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=UC1=Vin开关模态六：原边电流从0反向增大如图所示，在t5时刻之前，T3已经导通，在t5时刻原边电流ip已经下降到0，由于没有了电流，所以D2，D3自然关断。在t5-t6的时间内，副边的二极管D1，D2还是同时导通流过电流，将副边绕组短路，阻断输出电感反射到初级的途径，此时的负载电流还是由次级电感与输出电容提供；同时，由于原边的T2，T3已经导通，原边电流ip流过T3--Lr--T2，又因为Lr很小，所以原边电流ip就会反向急剧增大。即ip(t)=-(t-t5)在t6时刻，ip达到最大，等于副边的电感电流折算到初级的电流即ip(t6)=-ILf(t6)/n在这个开关模态，原边电流是不传递能量的，但副边却存在着一个剧烈的换流过程，通过副边二极管VD1的电流迅速减少，VD2的电流迅速增大，在t6时刻，通过VD1的电流减少到0，通过VD2的电流等于电感电流ILf。达到t6时刻之后，移相全桥的正半周期工作结束；并开始负半周期工作，其工作原理与正半周期相似，下面来做进一步的分析：在t6时刻之前，原边的UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=Vin开关模态七：负半周期功率输出过程如上图，此时T2与T3同时导通，T1与T4同时关断，原边电流ip的流向是T3—Lk—Lp—T2，如图所示。此时的输入电压几乎全部降落在图中的B，A两点上，即UAB=-Vin，此时AB两点的电感量除了图上标示出的Lp与Lk之外，应该还有次级反射回来的电感LS`（因为此时次级二极管VD2是导通的），即LS`=n2*Lf，由于是按照匝比平方折算回来，所以LS`会比Lk大很多，导致Ip上升缓慢，上升电流△Ip为-△Ip=-【(Vin-n*Uo)*(t7-t6)/(Lk+LS`)】此过程中，根据变压器的同名端关系，次级二极管VD2导通，VD1关断，变压器原边向负载提供能量，同时给输出电感Lf与输出电容Cf储能。（图中未画出）此时，UC1=UC4=UB=VinUAB=-VinUA=0V开关模态八：负半周期超前臂谐振过程如上图，此时超前桥臂下管T2在t7时刻关断，但由于电感两端电流不能突变的特性，变压器原边的电流仍然需要维持原来的方向，故电流被转移到C1与C2中，C2被充电，电压很快会上升到输入电压Vin，而C1的电荷很快就被抽走，C1两端电压很快就下降到0V，即将A点的电位钳位到Vin。由于次级折算过来的感量LS`远远大于谐振电感的感量Lk，故基本可以认为此是的原边类似一个恒流源，此时的ip基本不变，或下降很小。C2两端的电压由下式给出Vc2=︱-Ip︱*(t8-t7)/(C1+C2)=Ip*(t8-t7)/2CleadC1两端的电压由下式给出Vc1=Vin-【︱-Ip︱*(t8-t7)/2Clead】其中Ip是在模态8流过原边电感的电流，在t8时刻之前，C2上的电压很快上升到Vin，C1上的电压很快变成0V，D1开始导通。在t8时刻之前，C2充满电，C1放完电，即VC2=VC4=VA=VB=VinVC1=VAB=0V模态8的时间为△t=t8-t7=2Clead*Vin/Ip注意：此△t时间要小于死区时间，否则将影响ZVS效果。开关模态九：原边电流负半周期钳位续流过程如上图，在t8时刻二极管D1已经完全导通续流，将超前臂上管T1两端的电压钳位到0V，此时将T1打开，就实现了超前臂上管T1的ZVS开通；但此时的原边电流仍然是从D1走，而不是T1。此时流过原边的电流仍然较大，等与副边电感Lf的电流折算到原边的电流即ip(t)=iLf(t)/n此时电流的下降速度跟副边电感的电感量有关。从超前臂T2关断到T1打开这段时间td，称为超前臂死区时间，为保证满足T1的ZVS开通条件，就必须让C1放电到0V，即td≥△t=t9-t8=2Clead*Vin/Ip此时，UC2=UC4=UA=UB=Vin，UAB=0V开关模态十：负半周期滞后臂谐振过程如图所示:在T9时刻将滞后臂上管T3关断，在T3关断前，C3两端的电压为0，所以T3属于零电压关断。由于T3的关断，原边电流ip突然失去通路，但由电感的原理我们知道，原边电流不允许突变，需要维持原来的方向，以一定的速率减少。所以，原边电流ip会对C3充电，使C3两端的电压慢慢往上升，同时C4开始放电。即ip(t)=-I2sinω(t-t9)vc3(t)=Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)vc4(t)=Vin-Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)其中，-I2：t9时刻，原边电流下降之后的电流值Zp：滞后臂的谐振阻抗，Zp=)0.5ω：滞后臂的谐振角频率，ω=1/(2Lr*Clag)0.5同理，原边的谐振电感Lr与滞后臂的两个电容C3，C4谐振，其电压与电流的关系就是正弦关系。同开关模态四分析一样的道理，由于原边电压的反向，根据同名端的关系，LS1，LS2同时出现上正下负的关系，此时VD1开始导通并流过电流；而由于LS2与Lf的关系，流过LS2与VD2的电流不能马上减少到0，只能慢慢的减少；而且通过VD1的电流也只能慢慢的增加，所以出现了VD1与VD2同时导通的情况，即副边绕组LS1，LS2同时出现了短路。而副边绕组的短路，导致Lf反射到原边去的通路被切断，也就是说会导致原边参加谐振的电感量由原来的（Lf*n2+Lr）迅速减少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2+Lr）小很多，所以原边电流会迅速减少。在t10时刻，原边的UAB=ULr=Vin，UB=UC4=0V，UA=UC2=UC3=Vin开关模态十一：谐振结束，原边电感向电网馈能如图所示，当C3充电到Vin之后，谐振结束，就不再有电流流过C3，C4，转而D4自然导通，原边电流通过D4—Lr—D1向电网馈能，其能量来源于储存在Lr中的能量，此时原边电流迅速减少，ip(t)=-【Ip10-(t-t10)】其中Ip10是t10时刻的原边电流值在t11时刻减少到0。此时T4两端的电压降为0V，只要在这个时间将T4开启，那么T4就达到了零电压开启的效果。对于开关模态11来说，谐振周期一定要小于死区时间，否则就不能达到滞后臂的ZVS效果了。但此时的谐振电感是没有次级电感通过匝比反射回来的，所以只有谐振电感参与了谐振，在设计的时候小心了，谐振电感一定要足够大，否则谐振能量不够的话，原边电流就会畸变。在t11时刻，UAB=ULr=UC3=UA=Vin，UB=0V开关模态十二：原边电流从0正向增大如图所示，在t11时刻之前，T4已经导通，在t11时刻原边电流ip已经上升到0，由于没有了电流，所以D1，D4自然关断。在t11-t12的时间内，副边的二极管D1，D2还是同时导通流过电流，将副边绕组短路，阻断输出电感反射到初级的途径，此时的负载电流还是由次级电感与输出电容提供；同时，由于原边的T1，T4已经导通，原边电流ip流过T1--Lr—T4，又因为Lr很小，所以原边电流ip就会正向急剧增大。即ip(t)=-(t-t11)在t12时刻，ip达到最大，等于副边的电感电流折算到初级的电流即ip(t12)=-ILf(t12)/n在这个开关模态，原边电流是不传递能量的，但副边却存在着一个剧烈的换流过程，通过副边二极管VD2的电流迅速减少，VD1的电流迅速增大，在t12时刻，通过VD2的电流减少到0，通过VD1的电流等于电感电流ILf。在t12时刻，原边的UAB=ULr=UA=UC3=Vin，UB=0V至此，一个完整的移相全桥工作周期分析已经完成。其中有一些地方有点小小错误，但不影响总体的工作原理分析，如果用心的网友不妨指出来（当然我自己是知道的），权当是给大家一个思考的空间吧。这个波形图也是我用PROTEL99画的，下面的分析会用到。12个工作过程包括：2个正负半周期的功率输出过程，2个正负半周期的钳位续流过程，4个谐振过程（包括2个桥臂的谐振过程与2个换流过程），2个原边电感储能返回电网过程，最后还有2个变压器原边电流上冲或下冲过零结束急变过程。这12个过程就构成了移相全桥的一个完整的工作周期，只要有任何一个过程发生偏离或异常，将会影响到移相全桥的ZVS效果，甚至会导致整个电源不能正常工作。
接下来说说移相全桥存在的问题问题一：滞后臂较难实现ZVSn原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.n解决方法：①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。
n问题二：副边占空比的丢失n原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。n解决方法：①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。②、将谐振电感改为可饱和电感。
将PSFB的磁性器件计算方法贴出来分享给大家：n输出储能电感设计：移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为：Lf=Vo*(1-Dmin)/(4*fs*△I)上式中的Lf是最小电感，实际取值要大于此值，以保证电流的连续性，如果需要输出电压在一定范围内连续可调的话，则Vo要取Vo（min)，即Lf=Vo(min)*(1-Dmin)/(4*fs*△I)上式Dmin是为了便于理解，实际上移相全桥占空比是不变的，不存在最小占空比的说法：即Dmin=Vo(min)/(Vin(max)/n-VLf-VD)n主变压器设计：首先计算出移相全桥的次级输出最低电压：Vsec(min)=(Vo(max)+VLf+VD)/Dsec(max)初次级的变压器匝比为:n=Vin(min)/Vsec(min)选择变压器，使用Ap法：Ap=Ae*Aw=Po*104/(4*?*fs*△B*J*Ku*)接下来计算变压器原边匝数：Np=Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)那么次级绕组匝数为：Ns=Np/n
n谐振电感设计：附加谐振电感的目的就是为了实现滞后臂开关管的ZVS，如前面的分析，滞后臂谐振时次级电感不能通过变压器反射到初级，为了保证滞后臂的开关管ZVS，那么谐振电感的能量必须满足下式：LrI2p/2=(V2in*C上管)/2+(V2in*C下管)/2=V2in*Clag即Lr=2*V2in*Clag/I2p其中Lr：谐振电感值Vin：输入电压Clag：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET结电容)Ip：滞后桥臂关断时刻原边电流大小
计算还要考虑以下几点因素：①、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下，滞后桥臂均能实现ZVS。②、考虑在轻载Ipl（10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。③、输出电流iLf在某个值（比如2A）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值即△iLf=2*2A=4A那么Ip=(Ipl+△iLf/2)/n【WINDRISES MINIPROGRAM PROMOTION】尊享直接对接老板
电话+V： 159999-78052
专注于小程序推广配套流程服务方案。为企业及个人客户提供了高性价比的运营方案，解决小微企业和个体拓展客户的问题
