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一、NPC三电平逆变器SVPWM调制基本原理

本文详细阐述了NPC三电平逆变器SVPWM调制的基本原理。首先介绍NPC三电平逆变器的结构，每相桥臂能够输出三种电压状态，合成基本电压矢量。

接着，分析基本电压矢量的分类与作用，指出零矢量、大矢量不引起中点电压偏移，而小矢量对中点电压偏移有显著影响，成对小矢量作用效果相反。

随后，讨论开关序列分配策略，将基本电压矢量所在平面分为六个大扇区，并进一步细分为六个小扇区，以减小小矢量对中点电压偏移的影响。同时，提出编码规则以最小化开关次数，优化调制过程。

接着，阐述开关时间计算方法，遵循伏秒平衡原理，以第一大扇区为参考，计算各小扇区的开关时间。

在调制信号生成部分，类比两电平SVPWM调制波与三角载波的比较方式，通过设置三角波幅值与调制波比较，生成PWM信号。

最后，介绍扇区判断方法，与两电平SVPWM调制类似。通过参考电压矢量旋转角度判断大扇区类型，并根据指定分界线判断小扇区。

二、电磁感应灯怎么做

电磁感应荧光灯，因其高效节能和长寿命特性，近年来备受关注。这种灯的工作原理是将市电转换为高频电能，通过灯泡中心的感应线圈产生强磁场，进而电离灯泡内的气体形成等离子体，等离子体辐射出紫外线，荧光粉吸收紫外线后转换成可见光。这种设计不仅提高了光效，还减少了热量的产生。

电磁感应荧光灯的电源部分主要包括DC/AC逆变器，其工作频率高达2.65MHz，以产生足够的高频功率点亮灯泡。这一过程中会产生电磁干扰，因此需要电源滤波器来抑制，防止干扰其他用电设备。滤波器由电感和电容组成，可有效抑制PFC工作频率和开关频率的高次谐波，保护灯泡正常工作。

功率因数校正器（PFC）是电磁感应荧光灯的关键组件之一。它通过MC33262芯片实现，确保输入电流跟随AC电压变化，降低电磁干扰。PFC电路还具有升压功能，使无极灯的功率和光通量不受市电电压波动的影响，从而保证了稳定的光照效果。

点灯逆变器则负责将PFC输出的高压直流转换为高频交流电，以供无极灯使用。逆变电路通过DIAC触发振荡变压器，形成所需的高频激励信号。谐振电感和谐振电容在启动阶段产生高点火电压，确保灯泡顺利启动。在正常运行阶段，灯泡内的电弧等效电阻降低，谐振回路失谐，以保持稳定的电弧电流。

为什么逆变器的IGBT会烧毁？开路导致又是什么？

一、背景分析

首先我们了解一下什么是逆变器？为什么要有逆变器？逆变器是一种电力电子设备，用于将直流电能转换为交流电能。它通常由多个半导体器件（如晶闸管、MOSFET、IGBT等）组成，通过逆变操作改变电源的频率、相位和电压。其工作原理可以简单的概述为通过控制半导体器件的开关状态，将输入直流电源的电压和电流进行适当的变换。而通常情况下，逆变器采用脉宽调制（PWM）技术，通过调整开关器件的导通时间和停止时间来控制输出交流电的频率和幅值。一般来说，逆变器还可以实现电网互联，将直流电能转换为与电网频率和相位同步的交流电，实现电能的注入或提取。通常，逆变器的性能评估主要包括以下几个方面：

输出波形质量：逆变器应能够提供稳定的输出波形，具有较低的谐波失真和噪声水平，以确保正常供电设备的安全和稳定运行。效率：逆变器的转换效率是指输入和输出电能之间的转换效率。高效率的逆变器能够减少能量损耗，并提高系统的整体效能。功率因数：逆变器的功率因数是指输入电流和输入电压之间的相位差。高功率因数的逆变器可以减少电网的无功功率需求，提高电网的功率因数。控制和保护功能：逆变器应具备稳定可靠的控制和保护功能，能够实时监测和调节输出电流、电压和频率，并具备过载保护、短路保护、过温保护等功能。近年来，随着电子技术和半导体技术的不断进步，逆变器不断发展和创新，为可再生能源的利用和电力系统的稳定性提供了重要支持。逆变器的功率密度不断提高，体积不断缩小，并且具备了更好的性能和可靠性，为清洁能源的普及和应用提供了更多可能性。

前面提到，逆变器通过控制开关器件的导通和截断状态，实现直流电源到交流负载的能量转换。正因如此，逆变器的核心部件便是功率开关器件，用于控制电流的流通和能量的转换。可以理解为逆变器的CPU（中央处理器）。在逆变器中，常用的功率开关器件包括晶闸管（SCR）、金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和绝缘栅双极性晶体管（IGBT）。其中，IGBT是目前应用最广泛的功率开关器件之一。IGBT是综合了MOSFET和BJT（双极性晶体管）特性的一种半导体器件。它具有MOSFET的高输入阻抗和低驱动功率的特点，同时又具备BJT的高电流承受能力。这使得IGBT在高压和高电流的应用中具有优势，并被广泛应用于逆变器等功率电子设备中。

在逆变器中，IGBT作为主要的功率开关器件，承担着控制电流的导通和截断的重要任务。通过控制IGBT的导通和截断时间，可以实现对逆变器输出电压和电流波形的精确控制。IGBT的特点包括高开关速度、低导通电压降和低开关损耗等，使得逆变器能够高效地将直流电能转换为交流电能。此外，IGBT的可靠性和稳定性也对逆变器的性能和寿命起到重要作用。逆变器系统中的过电流、过电压和温度等因素都会对IGBT的工作产生影响，因此需要采取适当的保护措施来保证IGBT的正常运行，防止其烧毁或故障。有时候逆变器中的IGBT由于各种原因导致烧毁，使得逆变器无法正常工作。具体原因有哪些呢？

二、故障分析

首先，我们从书中寻找答案，《功率半导体器件———原理、特性和可靠性》在讲解功率器件上具备很高深度。我们先分析一下功率器件的机理（文字有点长，且偏学术，可选择性阅读）

功率器件的短路类型Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ：

三种类型的短路对于IGBT是有区别的。

短路I是直接将IGBT导通短路。电压VC、集电极电流IC和栅极电压VG的变化过程见图11。导通之前，当在栅极施加一个负电压时电压VC较高。导通后进入短路状态时，电流IC增大直至超过饱和电流值6kA，在一些数据表中用ISC表示这个饱和电流值，它对应于VG=15V。在短路脉冲中，IGBT能够同时承受高电流和高电压负载一段时间。它必须在规定的时间内关闭，通常指定为10μs或更低，以确保安全工作，避免因过热而失效。

图1短路Ⅰ

图1中，ISC因器件的自加热而随时间降低。在短路电流关断过程中，会产生一个感应电压峰值。图中的这个电压峰值大约为2000V。短路脉冲存在的条件是，在指定的安全工作区内，必须保持峰值电压低于额定电压。为了确保这一点，必须在限制的di/dt条件下短路关断。通常情况下，短路关断时驱动器采用更高的栅极电阻来限制di/dt。这种软关断如图1所示。

短路Ⅱ是在IGBT导通模式下发生的短路，该短路如图12-28所示，这与图12-27中的IGBT相同。IGBT承担负载电流Iload，电压降为Vcesat。一旦发生短路，集电极电流将急剧增大。di/dt的值由直流母线电压vbat和短路回路的电感确定。在时间间隔Ⅰ期间，IGBT欠饱和。因此，集电极-发射极电压的高dv/dt，会使得位移电流通过门极-集电极电容，这会增加栅极-发射极电压。从图12-28可以看出，由于这种效果，VG增加到20V，反过来，VG的增加又会导致一个高的短路电流峰值IC/SC(on)，在这种情况下该值为14kA。

图12-28短路Ⅱ

在Vc较低时，栅极-集电极电容较高，所以在低电压下位移电流的影响最重要。欠饱和期间栅极电压的增加会导致一个负的栅极电流流回驱动器。负栅极电流、互连寄生电容和IGBT的输入电容，会引起Vg的振荡，如图12-28和图12-30所示。

欠饱和阶段完成后，短路电流将下降到其静态值???（时间间隔Ⅱ）。由于电流下降时具有负的??/??，这会在寄生电感上产生一个电压??/??(??)，这作为IGBT的峰值电压是可以看出来的。

固定的短路阶段（时间间隔Ⅲ）之后，短路电流关断。由于??/??为负，整流电路的电感将再次引起IGBT上的过电压??/??(??)（时间间隔Ⅳ），并且必须再次确保这个电压峰值在指定的安全工作区内分别低于额定电压。为了限制IC/SCM，并使栅极-发射极电压保持在允许的限制内，VG必须钳位。

应当指出的是，短路Ⅱ比短路Ⅰ要求的条件更苛刻。虽然驱动器的软开关功能限制了??/??(??)，但这不能对??/??(??)形成限制，??/??(??)可以很容易地超出器件的额定电压。

短路Ⅲ是续流二极管在导通模式下，负载上发生的短路。短路Ⅲ可以发生在所有典型的IGBT应用中。在电机驱动应用中，IGBT的占空比高于续流二极管，发生短路Ⅱ的可能性更大。但是，例如火车从山上下来，电机作为发电机，能量从火车传送回电网。在这种工作模式下，续流二极管的占空比比IGBT的高，因此短路Ⅲ发生的可能性高于短路Ⅱ。

可以用图12-29来解释短路Ⅲ的发生，该图所示为单相逆变器。

图12-29　关于单相逆变器例子的短路Ⅲ说明

脉宽调制逆变器通常都由辅助信号驱动。我们假设IGBT1和IGBT4最先开始工作，电流流经IGBT1、负载和IGBT4，接下来IGBT1和4关闭，在经过一段很短的死区时间后IGBT2和3的栅极信号置为“开”。因为电感负载决定电流的方向，在这种情况下电流经过二极管2和3返回到电压源。如果现在短路发生在负载上（以开关S1关闭为标志），二极管2和3在高的di/dt下换向，在此时间间隔内，GBT2和3的栅极信号被设置为“开”，它们将面临短路的风险。因此，电流快速地从二极管换向到IGBT，IGBT开通进入到短路状态。短路期间，续流二极管的反向恢复过程发生；然而，电压由IGBT和IGBT过渡到欠饱和模式时产生的高dv/dt确定。

在短路前，正的??=15?已经施加在IGBT上；然而，它的电流等于零，因为在这个阶段PWM模式下的续流二极管导通。当短路发生时电流换向，IGBT被迫导通，这类似二极管方式。在通常工作中，经过IGBT的电压比导通前高。在目前特定情况下，它的电压低。因此，IGBT产生了一个正向恢复峰值????，这与二极管的正向恢复过程有关。参考文献中在一个特别设计的具有低电压峰值的零电压开关电路中观察到了这点。根据??/??，这个正向恢复峰值????可以很高，在宽基区高电压IGBT上可以高达几百伏。IGBT的正向恢复电压峰值可以比二极管的高。然而，图12-30给出的是在输出电极上的测量，寄生模块电感的贡献很大。此外，与IGBT并联的二极管处于反向恢复过程，这个瞬间测量的电流对二极管和IGBT的电流有贡献，在使用安装中无法区分。

图12-30　短路Ⅲ（图片来自参考文献

动态短路峰值电流??/???高达14kA，这几乎与在短路Ⅱ中的值一样。对于不同厂家的IGBT，短路Ⅲ中的??/???与短路Ⅱ中的??/???类似。

IGBT中的????不是由附加应力导致的，因为它发生在IGBT的正向，此时IGBT具有一个高阻断能力。短路期间，短路Ⅲ中模块的主要附加应力是续流二极管的反向恢复过程。二极管的反向恢复的两步电压斜坡，对于FWD是一个特殊的应力，其中第二步可能会出现特别高的??/??。通常情况下，短路会使IGBT失效，然而，在短路Ⅲ的一个实验中，观察到二极管发生故障而IGBT却能正常工作。

因短路而破坏的3.3kVIGBT的一个典型图片如图12-31所示，其典型特征是发射区大面积烧毁。一个类似于图12-31所示的毁坏的IGBT图片给专家一个提示，短路可能是引起失效的原因。短路Ⅰ、短路Ⅱ和短路Ⅲ引起的失效，典型特征都是烧坏发射区。

图12-31　短路引起IGBT（3.3kV）芯片的破坏

短路的热、电应力从IGBT的基本功能来看，它有限制电流短路的能力。ISC是IGBT正向I-V特性有源区的电流，即

器件（短路Ⅰ）中的电场或者建立于欠饱和状态（短路Ⅱ、短路Ⅲ）。短路Ⅱ中，短路前的饱和状态中可能有剩余的等离子体。电场迅速建立，剩余的等离子体在很短时间内被提取，图12-32显示了一个NPT-IGBT的短路过程。

图12-32　NPT-IGBT的短路过程

在阻断pn结上建立电场，这个电场承担施加的电压????。在发射极侧也就是图12-32的左侧，n沟道导通。电子流入空间电荷区，空穴从p发射极注入。在电场作用下，载流子以漂移速度流动，该速度由式（2-38）给出。电流密度???由??和??组成，其中

由于、??、??比在等离子体层高很多，电子和空穴的总数比正向导通状态低很多，n和p在1016???3数量级。有时，????(?，?)用于计算载流子的浓度，但是，尤其是空穴的漂移速度往往在给定的电场下不能达到饱和。n和p通常是在几个1014???3的数量级，明显高于本底掺杂??。因此，运动的载流子会引起一个反馈电场，它具有

式中，括号内的几项合成为有效掺杂浓度????=????+?。具体的反馈取决于所用的IGBT技术和条件。在具有高注入比的PT-IGBT中，比较典型的情况是空穴电流这一项占主导地位，因而????将会增大。在NPT-IGBT中，电子浓度n大于空穴浓度，??/??的减小导致空间电荷区展宽到??层，减低了pn结处的电场]。在带有缓冲层的IGBT中，甚至可能出现?>??+?，电场的梯度就会反向，电场峰值转移到集电极侧。

有源区是晶体管的一个稳定条件，在短路Ⅰ情况下存储的能量为

由于、????、???同时具有很高的值，温度会快速升高。如果短路在要求的时间间隔内切断（对于早期的IGBT来说，这个时间间隔是10μs、对于新一代IGBT是7μs），在大多数情况下，IGBT能承受短路模式下的热应力。

空穴流经p阱接近发射区，如图10-14所示。这条通路的电压降必须远低于结上的内建电势差???。一方面，短路时载流子的浓度与额定电流状态相比低很多，IGBT中充满了等离子体。另一方面，短路时温度非常高。高温使???降低，因此，随着温度的升高闩锁的风险增加。然而，制造方面高掺杂的?+阱进展很大，因此，在新一代的IGBT中，闩锁不会再对短路能力造成限制。

式（12-21）给出了决定ISC的参数。现代IGBT在集电极侧采用一个低的注入比能将α???的值调小，通常在0.33～0.4的范围。式（12-21）中另一个决定性的参数是沟道参数?，它确定MOS沟道的电导率。由于现代IGBT的优势是具有相对较高的单元间距，沟通道参数?一定要合适。因此现代IGBT在通常的正向导通状态下，尽管在发射极侧具有一个高浓度的等离子体，它也能取得一个低的ISC。图12-33显示了一个平面IGBT和传统IGBT的对比的例子。平面IGBT（HiGT）尽管在典型工作条件下??较低，但它的饱和电流没有增加（图12-33中记为???(???)）。额定电流为50A的IGBT，其???大约是175A。由于热短路能力取决于短路中存储的能量，这个能量由???·????·???给定，平面IGBT与传统IGBT相比，它们的短路能力相当。

图12-33　3.3kV传统IGBT和平面HiGT（平面型）的前期特性曲线

在1200VIGBT的几个数据表里，新一代IGBT的???甚至更低。???被定义为大约是额定电流的4倍，与此相比老一代的为额定电流的5～6倍，这与高掺杂的p阱结合在一起，会导致一个非常低的电阻??（见图10-2b），在现代IGBT中可以获得一个非常高的短路强度。然而随着未来一代IGBT器件面积和体积的进一步降低，短路脉冲关闭前的允许时间???将从10μs被限制到更低的值5～7μs。在应用中，采用可以获得的快速反应来改善栅极驱动单元是可能的。

中压IGBT的热极限中压IGBT的短路能力受温度限制。因短路Ⅰ而毁坏的600VIGBT如图12-34所示。在这种情况下施加的压力超出了器件的短路能力。图12-34a中，在电池电压为540V时，短路持续了大约60μs的时间，器件毁坏。由图12-34b可以看出，短路电流在大约40μs后关断。在短路脉冲存在过程中，器件被加热到一定温度，以至于关断之后出现了一个高的漏电流。在如此高的温度下，会出现额外的热产生电荷载流子，根据式（2-6）漏电流进一步增大。在大约100μs或更长的时间后，器件因高漏电流引起的过热而毁坏。

图12-34　600VIGBT的短路Vbat=540V，T=125℃，存储能量超过临界能量EC，IGBT毁坏时的电流和电压的变化过程

对短路事件重复、长时间的测试结果表明：在器件不被破坏的前提下，重复短路的次数可高达10000次，这适用于存储能量小于某一临界能量??的时间尽可能长的情况。一个600VIGBT重复短路测试的总结如图12-35所示。

图12-35　重复短路中15A、600VIGBT的耐用性，Vbat=405V

耗散能量的一个确定限制是T=125℃的临界能量??要比T=25℃时低。超过??限制后，IGBT在一次过热后就会毁坏。在短路负载允许的短时间内，器件向外传输的热量小，可以根据器件的热容量计算温度的升高，与式（11-8）对照，将存储能量E作为热能量???对待，有

对不同IGBT的评价以及相应的半导体内存在电场区温度升高的计算，使得温度在600℃范围内。对于不同厚度的IGBT也有一个类似的最终温度。

图12-35所示的结果表明，对于我们研究的600VIGBT来说，短路失效完全是因为热。此外，需要特别注意在大量短路脉冲后，在低于EC能量下IGBT的老化机理、漏电流和阈值电压没有变化。然而，随着脉冲周期的增加，正向压降??增加、短路电流???降低。故障分析表明，大约10000个周期后铝金属化层电阻率增加、铝重建引起的芯片金属化严重退化（见图12-36），并且键合线接触也严重退化。

图12-36　重复短路后铝金属化层的重建.a）测试前　b）24600次短路循环后

金属化的退化可能导致电流分布不均匀，最终造成局部过热。

因为温度是主要的破坏因素，器件能从中摄取热量的临界能量EC取决于它的热容量。现代IGBT为了减少整体损耗，在设计时采用窄wB和低掺杂的??基区层。此外，对于给定的器件面积，正向导通过程中电压降??减小，允许器件有更高的额定电流。因此IGBT芯片面积和厚度减小了，热容量也相应下降。

由英飞凌公司生产的不同代的1200V、75A的IGBT的芯片面积如图12-37所示。

图12-37　英飞凌公司的不同代IGBT的芯片面积和正向电压降

不同代的IGBT的芯片厚度和三种不同的额定电压如图12-38所示。1200V、75A的IGBT芯片与1990的第一代IGBT相比，面积减少到原来的44%、厚度减少到原来的55%，根据式（11-8），热容量减少到原来的24%。

图12-38　英飞凌公司不同代的IGBT的器件的厚度

随着热容量的急剧减少，存储在器件中的热能也以同样的方式减少，为了保持短路器件的耐用性，???的值必须很小。

电流丝对高压IGBT短路能力的限制600V和1200VIGBT短路失效的限制主要是热原因和老化造成的，这并不适用于高压IGB。由于器件厚度较大和电流密度的降低，根据计算得到的温升通常较小。尤其是由短路限制确定后，在经过一个长的???后，短路关断时，及关断完成后，不能观察到失效，如图12-34所示。在短路Ⅰ中它们通常发生在固定的阶段，如图12-39所示的测量图就是这样的一个例子。

图12-39　典型的短路过程和失效波形，短路Ⅰ模式下测量6.5kVIGBT

图12-40所示为6.5VIGBT短路失效的概要，它是施加的直流母线电压????的函数，在????=2000?左右时其值最低，当????增加时开始再次升高。需要注意的是，4500V的耐用性高于1000V的。

图12-40　6.5kVIGBT的短路能力与直流母线电压Vbat的依赖关系，以及起始结温

可以看出在1500～2500V之间短路能力最低。额定电压为4.5kV的IGBT，在1200～1800V时短路能力最低；额定电压为3.3kV的IGBT，在1000V左右短路能力最低。这种特殊的电压依赖关系需要新的解释。

在带有缓冲层的高压IGBT的集电极侧，短路应力下电场的重新分配会在集电极侧出现一个电场峰值，这起因于一个高的电子浓度?>??+?，见式（12-23）。然而，??+结的电场峰值适中，并且随着电压的增大迅速增加，这排除了二次击穿和Egawa型失效机理。此外，人们发现集电极侧p型发射区注入比的增加提高了耐用性[。相对给定的低α???来说，α???的增加对???的影响不明显。这一实验结果也排除了失败的根本原因是闭锁这一观点。在参考文献中，建议将电流丝的形成作为失效机理。在数值模拟中发现，这些电流丝是由电子和空穴不同的漂移速度造成的。尤其在中等电压下这个电场适中，并且空穴的漂移速度远远低于电子的漂移速度。局部高电流密度的电流丝导致了IGBT的破坏。

过电流的关断和动态雪崩过电流的关断是IGBT一个非常关键的工作点。对短路来说不同的是，当器件充满了自由载流子时执行关断过程。第一代的3.3kV的IGBT其过电流关断能力限制为额定电流的两倍，不允许更高的关断电流。如果这些IGBT有更高的电流，驱动器必须等待直到IGBT处于饱和电流的模式，电压升高，IGBT在短路模式下关断。请注意，在短路模式中以5～6倍的额定电流关断是没有问题的。

在过电流关断过程中，沟道首先关断。因此，通过沟道的电子电流消失。总电流必须在短时间内完全变为空穴电流，以NPT-IGBT作为例子，图12-41显示了这个过程。

图12-41　NPT-IGBT的过电流关断和动态雪崩

等离子体区剩余载流子形成的空穴电流流经??层，在其中建立一个电场，自由空穴的浓度叠加到本底掺杂中，电场梯度变陡，如式（12-10）和式（12-12）描述。所以，由式（12-13）给出的阻断能力降低。

在靠近阻断pn结的区域，动态雪崩产生电子-空穴对。如图12-41所示，空穴流向左侧，而电子流向右侧。由动态雪崩增加的空穴电流必须流经p阱，通路电阻为??（图10-2b）。在这种工作模式下，空穴浓度最高，寄生npn晶体管导通、IGBT拴锁的危险最高。如果??足够低，IGBT将能成功承受这样的条件。

靠近pn结处产生的电子向右侧流动，它们补偿空穴电流。在强烈的动态雪崩模式下电场将升，如图12-41所示。在二级动态雪崩中，电场分布接近S形，论据分别由文中的式（12-15）和式（12-16）给出。

如图12-41所示的电场，在I-V特性曲线中导致一个弱的负微分电阻，采用器件模拟方法对这个效应进行研究，表明了电流管的出现，它们出现在特定的区域并跳变到邻近的单元，这个过程也类似于二级动态雪崩。

然而，相对二极管的一个根本区别是等离子体的右侧存在一个p层，在给定的集电极侧pn结正向偏置。这层注入的空穴与电子补偿，这些电子来源于等离子体中的剩余和动态雪崩。这与来自集电极侧的剩余等离子体的去除是对立的。由于与p型集电极区的受主离子具有相同的负电荷极性，带负电荷的电子到达集电极侧不会在这一点上建立空间电荷区，即使电子的浓度很高。因此，在NPT-IGBT中不可能发生三级动态雪崩。

一个场阻止层或者集电区前面的n缓冲层是现代IGBT中给出的另一种情形，如图12-42所示。电子电流流向右侧。如果来自集电极的空穴电流不足够高，无法补偿电子电流，那么会在???结带负电荷的自由电子和n缓冲层中带正电荷的失主之间建立一个空间电荷区，并且电场增大。

参考文献认为这个过程是危险的，尤其是在等离子体最后去除，IGBT转换到“开关自钳位模式”（SSCM）的时候。SSCM发生于IGBT在高寄生电路电感条件下关断过电流的过程中。在SSCM中，在??+结上可能出现一个次级电场峰值的电场分布，这类似于一个双极型晶体管的二次击穿，这种效果是不稳定的。但是，如果一个源自p型集电区的空穴电流足够高，它可以补偿电子电流那么IGBT中的SSCM是稳定的。为了实现这一目标，p型集电区的注入比和相应的电流增益α???一定不能太小。

图12-43显示了一个3.3kV的IGBT在高的过电流时的关断过程。电压攀升至大约2000V以后，出现一个平整的过程。这是剧烈动态雪崩的一个标志，在此时间间隔内空穴流经空间电荷区，限制了阻断能力。

图12-43　4倍额定电流、电池电压Vbat=2600V时3.3kV1200AIGBT的关断，强烈动态雪崩后间隔一段时间SSCM发生

电压达到2600V的直流母线电压后，电流开始衰减，器件中仍有强烈的动态雪崩。在电压为3500V时器件过渡到SSCM模式。电压斜坡上升到4000V，这接近于器件的静态雪崩击穿电压。这个过程电流和电压波形与二极管的SSCM过程相比似乎更加稳定。源自p集电极的空穴电流在SSCM过程中增加了一个稳定作用。图12-43显示了在IGBTS的动态雪崩过程中可能会出现非常高应力。

通俗易懂版

IGBT爆炸属于失效的一种形象表现。很多时候器件失效是从外表看不出来任何异常的，即使把封装去掉，裸眼去看芯片表面也看不到任何异常的。而爆炸就是很剧烈的一种失效了。

发生爆炸的根本原因还是由于有大量的能量在器件内部瞬间产生。一般而言，以下原因可以引起过大电流，并引发高能的瞬间产生。

1，过流

2，过压

3，反向偏置失败

4，节温过高

5，模块过温等等

用人话来讲

IGBT的简化模型可以认为是一个开关。下图是IGBT模块常用的拓扑结构。包括boost或者buck电路也源自于该拓扑。该拓扑的工作模式是上下桥臂的IGBT模块交替开通和关断。如果下桥臂没有关断而上桥臂就打开了，就会造成电容的短路。能量瞬间从回路中释放。而整个回路中阻抗主要集中在IGBT模块中，因此能量在IGBT模块中释放变引起了爆炸。

正常情况下直通的工况是不可能发生的，IGBT驱动也会有死区处理。但是当上管或者下管在恶劣工况下发生上面的原因而导致失效后，IGBT的电气特征往往是直通。而当另外的桥臂IGBT开通后，就会产生桥臂直通的短路。虽然IGBT驱动一般都会有短路保护。但是在恶劣工况下管路保护并不能很好的关断IGBT。因为短路保护关断过程会产生大量的热量导致模块关断失败。进而引发系统的短路产生爆炸。

上面是从系统级来讲的，其实IGBT模块本身的爆炸是一种系统失效现象。是由于模块失效了造成了系统的短路因而引起系统级失效而导致爆炸。

即使是过流失效，一般失效现象时IGBT表面的铝层发生融化现象。也不会剧烈的爆炸。大家如果阅读过半导体厂家给出的失效分析报告多数的失效原因可能是如上所述一些原因，当然还有更多的，比如门门级过压，二极管SOA失效等等。而这样的失效后很多时候驱动会让故障终止，进而避免更加严重的二次失效，爆炸等。良好的退饱和保护就可能很大程度上避免直通引起的爆炸。

比如，反向偏置失效后一般会导致IGBT门级短路并拉低驱动的二次侧电压。引起驱动保护并报警。设计良好的驱动回路就可以保证关闭驱动不至于开通短路，而通过短路保护来避免IGBT的损坏。

总结：

逆变器IGBT烧毁的原因可以有多种，以下是一些常见的原因：

过电流：当逆变器中的电流超过IGBT能够承受的额定电流时，IGBT可能会因过热而烧毁。这可能是由于负载过于重或瞬态过电流等原因导致的。过电压：当逆变器中的电压超过IGBT能够承受的额定电压时，IGBT可能会因过电压而烧毁。这可能是由于电网电压异常或由于电感回馈等原因引起的。过温度：IGBT在工作时会产生热量，如果无法有效散热或工作环境温度过高，IGBT可能会因过热而烧毁。电压浪涌：电网中的电压浪涌或突然的电压变化可能会导致IGBT受到损坏。设计缺陷：逆变器设计中的错误或不合理的电路布局可能导致IGBT过载或受到其他电气问题的影响，从而导致其烧毁。开路导致是指IGBT内部发生了开路故障，导致电流无法正常通过。这可能是由于材料破裂、金属连接松动、内部短路等原因导致的。开路将导致逆变器无法正常工作，可能会导致整个逆变器系统失效。

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